142EN1, 142EN2, 142EN3, 142EN4
A. Shcherbina, S. Balti, V. Ivanov
CH, protejat de deteriorarea curentului de descărcare a condensatoarelor. Dioda VD1 protejează cipul DA1 de curentul de descărcare a condensatorului C2 și dioda VD2 - de la curentul de descărcare al condensatorului C3 când acesta este închis la intrarea CH.
CH cu comutator pas. Funcțiile elementului "comutare" în acest dispozitiv sunt efectuate de tranzistorul VT1. Atunci când alimentarea este pornită, condensatorul începe să se încarce, astfel încât tranzistorul este deschis și scutură brațul inferior al divizorului R1R2. Tensiunea pe pinul 8 cip DA1 aproape de 0. Deoarece încărcarea condensatorului prin rezistorul R3 închide tranzistorul, tensiunea la pinul 8 DA1, și, prin urmare, dispozitivul de ieșire este mărită, iar ceva mai târziu tensiunea de ieșire atinge un nivel predeterminat. Durata setării tensiunii de ieșire depinde de constanta de timp a circuitului R3C3. Scopul condensatoarelor C1 și C2 este același ca în cazul CH, conform schemei din Fig. 1.
CH cu tensiunea de ieșire a stabilității crescute. După cum se poate observa din diagrama, diferența dintre SN și dispozitiv în conformitate cu schema din Fig. 1 (cu excepția absenței diodelor de protecție și a condensatorului C3) trebuie să înlocuiască rezistorul R2 cu un stabilitron VD1. Acesta din urmă susține o tensiune mai stabilă la pinul 8 al cipului DA1 și astfel reduce în continuare fluctuațiile de tensiune pe sarcină. Dezavantajul dispozitivului este imposibilitatea reglării netede a tensiunii de ieșire (poate fi schimbată numai prin selectarea unei diode zener VD1).
CH cu tensiune de ieșire reglabilă, a cărei tensiune de ieșire poate fi ajustată de la 0 la 10 V. Valoarea necesară este stabilită de rezistența variabilă R2.
CH cu tranzistori externi de reglare. Microcipuri 142EN5, 142EN8, 142EN9 în funcție de tipul poate da un curent de sarcină de până la 1,5. 3 A. Cu toate acestea, funcționarea curentă a sarcinii cu limita nu este de dorit, deoarece necesită utilizarea radiatoarele eficiente (temperatura de funcționare admisibilă a cristalului este mai mică decât cea a tranzistoarelor de putere). Pentru a facilita modul de funcționare a cipului în astfel de cazuri este posibilă prin conectarea unui tranzistor extern de reglare la acesta. La un curent de sarcină de până la 180. 190 mA, căderea de tensiune pe rezistența R 1 este mică și dispozitivul funcționează în același mod ca și fără un tranzistor. Cu un curent mai mare, această scădere de tensiune ajunge la 0,6. 0,7 V, iar tranzistorul VT1 începe să se deschidă, limitând astfel creșterea în continuare a curentului prin DA1 cip. Acesta menține tensiunea de ieșire la un nivel predeterminat, la fel ca în transformarea exemplară pe puterea atunci când tensiunea de intrare scade creșterea curentului de intrare, și, prin urmare, tensiunea semnalului de control de pe emitor a tranzistorului VT1 și vice-versa. Este necesar să se aibă grijă de limitarea curentului prin acest tranzistor, deoarece atunci când este scurtcircuitat în sarcină, acesta poate ajunge la 20 A și chiar mai mult. Acest curent în majoritatea cazurilor este suficient pentru a dezactiva nu numai tranzistorul de reglare, ci și sarcina.
Circuitul CH cu limitator de curent printr-un tranzistor de reglare. Acest obiectiv este atins prin includerea emitor în paralel a tranzistorului VT1 două diode conectate în serie VD1, VD2, care sunt deschise în cazul în care curentul de sarcină depășește 7 A. CH și continuă să funcționeze pentru o creștere suplimentară a curentului, dar imediat ce atinge 8 Un sistem de protecție a circuitului este declanșată de suprasarcină. Lipsa de realizare a considerat - dependență puternică a parametrilor sistemului de protecție a curentului de declanșare a tranzistorului și diode (poate fi redus în mod semnificativ în cazul în care asigură un contact termic între carcasele acestor elemente).
În mod semnificativ mai puțin această deficiență se manifestă în CH conform schemei din Fig. 7. Presupunând că tensiunea la joncțiunea emitor a tranzistorului VT1 și dioda directă tensiune VD1 sunt aproximativ aceleași, distribuția curentului între DA1 cip și tranzistorul de control este dependent de raportul dintre rezistoare R1 și R2 valorile de rezistență. La curent de ieșire redus rezistor R2 și căderea de tensiune dioda VD1 scăzută, astfel încât tranzistorul VT1 este închis și numai cipul. Deoarece curentul de ieșire crește, această scădere de tensiune crește și când atinge valoarea de 0,6. 0,7 V, tranzistorul începe să se deschidă și tot mai mult curentul începe să curgă prin el. Când acest chip suporta tensiunea de ieșire la un nivel determinat de tipul său: tensiunea este crescută se închide membru reglarea, reducând astfel care curge curent și căderea de tensiune pe circuitul R2VD2 scade. Ca rezultat, scaderea tensiunii peste tranzistorul de reglare VT1 crește și tensiunea de ieșire scade. Dacă tensiunea la ieșirea CH crește, procesul de control trece în direcția opusă. Introducere în circuitul emițător de tranzistor VT1 rezistor R1, care îmbunătățește stabilitatea CH (previne auto-excitație) necesită o creștere a tensiunii de intrare. În același timp, cu cât este mai mare rezistența acestei rezistențe, cu atât mai mic curentul de declanșare de suprasarcină depinde de parametrii tranzistorului VT1 și dioda VD1. Cu toate acestea, pe măsură ce rezistența rezistorului crește, puterea disipată pe acesta crește, ca urmare a scăderii eficienței și a deteriorării regimului termic al dispozitivului.
În CH conform schemei din Fig. 8, tranzistorul VT1 funcționează de asemenea ca element de reglare. Rezistența rezistorului R1 este selectată astfel încât să se deschidă la un curent de sarcină de aproximativ 100 mA. Tranzistorul VT2 reacționează la schimbarea (sub acțiunea curentului de sarcină) a căderii de tensiune pe rezistența R2 și se deschide când atinge 0,6. 0,7 V, protejând astfel tranzistorul de comandă VT1. Dispozitivul în cauză are două dezavantaje. În primul rând, o disipare de putere destul de mare (la ieșire de curent maxim de tensiune de intrare trebuie să depășească valoarea egală cu suma scăderii minim de tensiune pe cip și tensiune valorile IC la emitor de tranzistori VT1 și VT2). În al doilea rând, cerințele foarte stricte pentru tranzistor de reglementare, care trebuie să reziste la curentul maxim la stabilizator de înaltă tensiune.
Un SN puternic poate fi realizat conform schemei din Fig. 9. Prezentul exemplu de realizare asigură o tensiune de ieșire în intervalul 5 până la 30 V la un curent de încărcare de 5 A. În DA1 circuit și tranzistorul regulator VT1, acesta cuprinde o punte de măsurare formată prin rezistoare R2 - R5, R7, și un DA2 comparator op-AMP. Podul caracteristică care aparține acesta printr-un rezistor R7 curge cea mai mare parte a curentului de sarcină. Tensiunea de ieșire necesară este stabilită de rezistența reglată R6, valoarea curentă (în acest caz de 5 A), atunci când depășește această valoare, HF devine un stabilizator curent. Iluminarea LED-ului HL1 indică faptul că aparatul a intrat în modul de stabilizare curent.
Dispozitivul, realizat conform schemei din figura 10, furnizează factor de instabilitate de tensiune mai mic de 0,001% într-un domeniu larg de temperatură și curent al sarcinii. Creșterea preciziei de menținere a tensiunii de ieșire este realizată prin introducerea unui circuit de reacție negativ constând dintr-o punte de măsurare R1-R3VD1, DA DA2 și un tranzistor cu efect de câmp VT1.
CH cu chips-uri paralele. Creșterea curentului de ieșire poate fi realizată nu numai prin introducerea unui tranzistor extern de reglare, ci și printr-o conexiune paralelă a microcircuitelor, așa cum se arată în Fig. 11. Prin pornirea a două 142EN5A, puteți obține un curent de ieșire de până la 6 A. Aici OA O1 compară scăderile de tensiune pe rezistențele R1R2. Tensiunea de ieșire afectează astfel cipul DA2 că curentul care trece prin el este exact egal cu curentul prin DA3. Pentru a preveni o creștere nedorită a tensiunii de ieșire în absența încărcării, ieșirea dispozitivului este încărcată cu un rezistor R6.
Bipolar SN bazat pe un cip unipolar poate fi realizat conform schemei din Fig. 12. După cum puteți vedea, chip-ul DA1 este pornit în modul pozitiv la umărul pozitiv al SN. umăr negativ cuprinde un divizor de tensiune de egală rezistență rezistoarele RI, R2, OS amplificator inversor OA2 și tranzistorul de comandă VT1. Op-amp-ul compară tensiunea de ieșire a brațelor în magnitudine absolută, amplifică semnalul de eroare și îl alimentează circuitului de bază al tranzistorului VT1. Dacă tensiunea minus umăr pentru orice motiv devine mai scurt decât pozitiv (valoare absolută), tensiunea la intrarea inversoare a DA1 op amper devine mai mare decât G, iar tensiunea de ieșire este coborâtă, deschiderea de reglare tranzistor VT1 într-o măsură mai mare și compensând astfel scăderea subliniază umărul minus. Dacă această tensiune, dimpotrivă, crește, procesul se desfășoară în direcția opusă și se restabilește și egalitatea tensiunilor de ieșire.
CH cu tensiune de ieșire reglabilă pot fi asamblate conform schemei din Fig. 13. Aici DA DA2 îndeplinește funcțiile unui dispozitiv de urmărire a tensiunii, preluat de la motorul rezistenței variabile R2. DU este alimentat de tensiune neregulată, dar producția sa este practic nici un efect, deoarece zero, tensiunea de offset nu depășește câteva milivolți. Datorită rezistenței mare de intrare a op-AMP devine posibilă pentru a crește rezistența divizor R1R2 de zece ori (în comparație cu HF tipic circuite de comutare DA1) și, astfel, în mod semnificativ la reducerea consumului lor curent.
Introducerea circuitului de feedback al amplificatorului SN pe DA DA2 (Figura 14) permite reducerea coeficienților de instabilitate. Câștigul amplificatorului este determinat prin rezistor divizor rezistențe de R3R4 și a spus valorile nominale egale în Schema 10. Tensiunea de ieșire dorită este reglată prin rezistor variabil R2.
Impulsul "coborârea" SN cu dispozitivul de comandă de pe stabilizatorul de microcirculație al seriei 142EN8 poate fi realizat conform schemei din fig. 18. Tensiunea de ieșire necesară este setată de un trimmer R2.
"Reducerea" impulsului HF cu nodul de protecție împotriva suprasarcinii, declanșat la un curent de ieșire mai mare de 4 A.
Stabilizatorul actual poate fi obținut prin pornirea microcircuitului, așa cum se arată în Fig. 20. Curentul de ieșire este controlat prin modificarea rezistenței rezistorului R1, care se calculează cu formula: R1 = Uout.st / Iout. Dacă acest rezistor este sârmă, acesta trebuie să fie evacuat cu un condensator ceramic C2 cu o capacitate de 0.1-1.15 uF.
Încărcătorul poate fi realizat în conformitate cu schema prezentată în Fig. 21. În acest caz, este proiectat pentru încărcare 12 volți baterie divizorului de tensiune RIR2 limitează tensiunea maximă de ieșire a dispozitivului la 14 V, R3 rezistor limitează curentul de încărcare a bateriei este complet descărcată m setează impedanță de ieșire Rvyh = R3 (1 + R2 / R1).
În dispozitivul asamblat conform schemei din Fig. 22 (este destinat pentru încărcarea acumulatorului 6 volți), VT1 tranzistor servește ca divizorul a brațului inferior (în conjuncție cu rezistor R3), circuitul DA1 operațiuni de control, astfel încât curentul de încărcare este menținută neschimbată. Valoarea maximă a curentului prin bateria GB1 depinde de rezistența rezistenței R3 (la rezistența indicată pe circuit este de 1 Ohm - 0,6 A).
Articole similare
Trimiteți-le prietenilor: