Controlul tranzistoarelor FET în convertoarele de impulsuri

Controlul tranzistoarelor FET în convertoarele de impulsuri

Cele mai răspândite în convertoarele de tensiune impuls au fost tranzistoare cu efect de câmp al structurii MIS cu un n-canal indus. La tensiunea zero pe poartă (față de sursă), tranzistorul este închis și se deschide cu o tensiune pozitivă cu un prag destul de clar definit.

În Fig. 1 prezintă dependența măsurată experimental a curentului de scurgere pe tensiunea sursei poarta a tranzistorului IRF630. Domeniul de tensiune de intrare de la starea complet închisă la cea saturată nu depășește 0,5 V, ceea ce înseamnă că tranzistorul este de obicei comutator.

Deoarece nu există acumulare de încărcătoare în canal, nu există timp pentru resorbția lor. Timpul de creștere și scădere de timp a impulsurilor de curent de scurgere cu un semnal de control corespunzător este 20. nu 30 la un curent de funcționare maximă, atingând 9 A. funcționare maximă tensiune de scurgere-source Usi max = 200 V, maxim de putere disipată P amba max = 75 wați.

Rezistența de intrare a tranzistorilor MOS este pur capacitivă, dar acest lucru nu înseamnă că atunci când un impuls de control este aplicat la poarta, se va comporta ca un condensator convențional. Circuitul echivalent al tranzistorului distinge trei capacități principale: intrarea Czi - între poartă și sursă; Pasajul Sce - între scurgere și poarta, ieșirea Cci - între scurgere și sursă.

Capacitatea lui Sey este încărcată ca un condensator normal numai până la pragul de tensiune și / sau. De îndată ce tranzistorul se deschide, se produce o tensiune negativă prin capacitatea Cc3. O secțiune orizontală apare pe curba de încărcare a capacității de intrare. Durata sa depinde de curentul de încărcare - de la fracții la microsecunde, dar joacă un rol important în formarea impulsului de curent de scurgere.

Pentru a studia caracteristicile curbei de încărcare, a fost asamblat un nod, circuitul căruia este prezentat în Fig. 2 (fără rezistor R3). Nodul este alimentat de două surse de Umn1 și Umn2, deoarece tensiunea la scurgere ajunge la sute de volți.

Diagramele de tensiune la punctele caracteristice ale ansamblului sunt prezentate la o scară arbitrară în Fig. 3.

Până acum, tensiunea pozitivă la intrare susține tranzistorul VT1 deschis. Durata frontului și decăderea impulsurilor de declanșare (în total cu timpul de creștere a amplificatorului osciloscop) nu depășeau 20 ns, deci în diagrama nu se reflectă. Pe segmentul t1. t2, atunci când tranzistorul VT1 este deja închis, VT2 este de asemenea închis și tensiunea la poarta sa crește exponențial cu constanta de timp R2Czi. Pe ecran, această secțiune inițială arată ca un segment de linie dreaptă.

Transistorul VT2 se deschide la momentul t2, adică cu o oarecare întârziere. Să o desemnați ca tas1 = t2 - t1. Din momentul t2, un sistem negativ începe să acționeze între scurgere și poarta prin capacitatea Cc (efect Miller). Tensiunea la poarta inceteaza sa creasca, iar graficul b la t2. t3 reprezintă linia orizontală de pe ecran. Cu toate acestea, tensiunea la punctul c din momentul t2 începe să scadă datorită creșterii curentului de scurgere.

La momentul t3, tranzistorul VT2 se deschide complet, tensiunea la scurgere aproape ajunge la zero și rămâne constantă, feedback-ul negativ este oprit prin Cce (curentul este zero). Tensiunea de pe poarta incepe din nou sa creasca exponential la Umin1.

La momentul t4, tranzistorul VT1 se deschide și capacitatea Szi începe să se descarce. Constanta timpului de descărcare este mult mai mică decât timpul de încărcare, astfel încât tensiunea porții tranzistorului VT2 scade foarte rapid și până când ajunge la valoarea Unop (momentul t5), tranzistorul VT2 rămâne deschis.

În momentul t5 începe să se închidă, tensiunea la scurgere începe să crească, iar sistemul negativ funcționează din nou. Graficul b arată un pas, dar deoarece închiderea este foarte rapidă, durata sa este foarte mică. Tranzistorul se închide înainte ca tensiunea la poartă să scadă la zero. Intervalul de timp de la U la t5 este timpul de întârziere de oprire tset2 = t5 -t4.

Una dintre cele mai importante condiții pentru funcționarea fiabilă a convertizoarelor de tensiune de impuls este formarea unui regim sigur de comutare pentru tranzistoarele de mare putere. Când tranzistorul este deschis, curentul de scurgere crește de la zero la maximum, iar tensiunea pe acesta scade de la un maxim la aproape zero. Când tranzistorul se închide, există un proces invers. Este necesar ca atât curentul, tensiunea, cât și produsul de-a lungul întregii căi ale punctului de lucru să nu depășească valorile admise. Emisiile de curent și de tensiune în pozițiile tranzitorii trebuie eliminate sau minimizate.

Aceste obiective sunt realizate prin decelerarea forțată a proceselor de comutare a tranzistorului. În același timp, frontul și dezintegrarea impulsului ar trebui să fie cât mai scurte posibil pentru a reduce generarea de căldură în tranzistor, adică este necesar să se găsească un compromis. Experimentele arată că, cu tranzistori cu efect de câmp, problema este rezolvată mai ușor decât cu cele bipolare.

Durata marginii impulsului de curent de scurgere este egală cu durata secțiunii orizontale t2. t3, care, la rândul său, este proporțională cu rezistența rezistorului R2 (a se vedea figura 2). Dependența duratei frontului, tf, de rezistența rezistorului R2 este prezentată în fig. 4. Prin urmare, selectând această rezistență, puteți seta cu ușurință rata dorită de creștere a curentului de scurgere.

Punerea în funcțiune a tranzistorului cu efect de câmp în conformitate cu circuitul din Fig. 2 are o caracteristică interesantă care contribuie la rezolvarea sarcinii. Rata de creștere a fluxului de curent în faza de impuls primar scade semnificativ, rezultând într-o lipsă totală de eliberare la curentul de scurgere puls din față (în forma curentului de scurgere puls poate fi judecat de forma impulsului de tensiune la punctul a) Deschiderea de putere FET timp este aproximativ aceeași ca și cea a bipolar , incluse în schema corespunzătoare, iar timpul de închidere este de zece ori mai mic.

Astfel, pentru un tranzistor cu IRF630 Upit1 = 15 și R2 = 560 Ohmi totkr = 0,5 microsecunde, tzakr = 0,06 ISS. Când o astfel de mare viteza puls de tensiune de închidere are o recesiune la ieșirea de scurgere, egal cu 7,5 V la Us = 20 V și amplitudinea impulsului este de 20 V, prin urmare, eliberarea este de 27,5% din amplitudinea.

Unii consideră că ejectarea este o consecință a trecerii directe a semnalului de intrare prin capacitatea Cse. Cred că puterea semnalului de intrare este prea mică pentru aceasta, deși există cu siguranță condiții pentru trecere. Cauza mai probabilă este reacția circuitului de alimentare al tranzistorilor la scăderea rapidă a curentului de scurgere.

În orice caz, acest fenomen trebuie combătut. Cel mai simplu mod de a - reduce timpul de descărcare a emisiilor crește capacitatea de intrare a tranzistorului VT2 (a se vedea figura 2 ..). În acest scop, circuitul emițător de tranzistor VT1 inserat rezistor R3, Când amplitudinea R3 = 56 ohmi ejecție a scăzut până la 1,75 V sau 9%, iar atunci când R3 = 75 ohmi - până la 1 V sau 5% din amplitudinea pulsului. Cu rezistența R3, durata frontului pulsului crește nesemnificativ - cu aproximativ 0,1 μs.

Sunt obținute impulsuri absolut nedistorsionate dacă un circuit al unui condensator conectat în serie cu o capacitate de 0,47 este conectat la borna superioară a rezistenței de sarcină Rn. 1 μF și o rezistență de 1. 2 Ω (cel de-al doilea capăt al circuitului este la firul comun). Acest circuit trebuie amplasat cât mai aproape de bornele tranzistorului VT2.

În convertoarele push-pull, pe lângă cele enumerate, apare o altă problemă: prin curent. Motivul pentru apariția lui în dispozitive care utilizează tranzistoare bipolare este resorbția timp finit a purtătorilor minoritari în exces în baza de tranzistori, din cauza a ceea ce este necesar pentru a întârzia în mod artificial deschiderea de tranzistori FETs în aceste condiții de întârziere pornire și de oprire este automat, iar durata întârzierii este stabilă.

În ciuda faptului că nu există nicio acumulare de sarcină în tranzistoarele cu efect de câmp, curentul intermediar poate apărea numai atunci când tz2> ta1. Dacă tranzistorul este închis într-un braț al convertizorului, înainte ca cel închis din celălalt braț să se deschidă, acest curent nu va fi prezent. Cu alte cuvinte, ar trebui să fie o pauză între închiderea unui tranzistor și deschiderea altui.

Pentru a deschide tranzistorul cu efect de câmp necesită o putere relativ mică. Controalele impulsurilor pot fi alimentate direct din ieșirile cipurilor logice fără amplificarea prealabilă a curentului. Puterea de ieșire a convertorului în sine poate ajunge la câteva sute de wați. Pentru a controla tranzistoare cu efect de mare putere, industria produce microcircuite speciale care permit un curent de până la 100 mA și mai mult la ieșire. Dar acestea sunt cipuri universale, concepute pentru a controla tranzistoarele cu Svx = 3000. 4000 pF și frecvența de conversie a sutelor de kilohertzi.

Un fragment al circuitului pentru comutarea tranzistorilor cu comandă de la microcircuite digitale este prezentat în Fig. 5 Capacitatea de intrare a tranzistorilor VT1 și VT2 este încărcată prin rezistoare R1 și R2 și descărcată prin diodele VD1, respectiv VD2, care este echivalentă cu pornirea în circuitul din Fig. 2.

În Fig. 6 prezintă în diferite timp scale impulsurile curente ale tranzistorilor VT1 și VT2. Semnalul de pe ecranul osciloscopului arată ca o linie dreaptă cu dinți îngust (fig.6, a). Zubtsy sunt pauze scurte între impulsurile curentului de scurgere. Forma pauzei pe o scară mare de timp este prezentată în Fig. 6, b. Semnalul poate fi observat pe ecranul unui osciloscop cu două canale în modul "sum", cu o inversare într-unul din canale.

Cu toate acestea, circuitul din Fig. 5 nu este tipic pentru construirea de surse de alimentare puternice de comutare. Aceștia folosesc cel mai adesea convertoare de tensiune pe jumătate, în care circuitele de comandă ale tranzistorilor de mare putere trebuie să fie izolate unul de celălalt prin curent continuu. Schema unui convertor de jumătate de pod (în formă simplificată - fără niște noduri auxiliare) este prezentată în Fig. 7. Dispozitivul conform schemei din Fig. 5 este folosit aici ca generator de impulsuri de control și o sursă suplimentară de energie.

(click pentru marire)

Acest convertor funcționează la o frecvență de 25 kHz; puterea de ieșire este de 200W. Oscilatorul master pe elementele logice DD1.1, DD1.2 ale cipului CD4011BCN funcționează foarte stabil. Cu un alt cip, frecvența poate fi diferită de cea specificată, apoi trebuie selectate rezistoarele R2 (și, eventual, R3). Nu este de dorit să utilizați cipul K561LA7, deoarece tensiunea de alimentare a oscilatorului principal este de 15 V, adică maximul permis pentru acest cip.

Tranzistoarele IRFD010 au o capacitate mică de intrare, ceea ce înseamnă că pauzele între impulsuri nu depășesc 0,5 μs. Durata pauzelor poate fi mărită prin conectarea condensatoarelor C5 și C6 (prezentate în linii întrerupte) cu o capacitate de 100 pF sau mai mare. Ei pot echilibra pauzele. Dacă pauzele sunt simetrice, ele pot fi simplificate prin includerea unui condensator între porțile tranzistorilor VT1 și VT2. În acest caz, durata frontală și decăderea impulsurilor crește nesemnificativ.

Simetria impulsurilor este obținută prin selectarea rezistenței R2. În convertorul descris, durata pauzei la baza impulsurilor este de 0,1 μs și aproximativ 0,45 μs între vârfurile lor.

Impulsurile care provin de la înfășurările transformatorului III și IV T1, deschid tranzistori puternici VT3 și VT4. Această includere a tranzistorilor este echivalentă cu cea prezentată în Fig. 2 cu rezistor R3 Forma impulsurilor pe înfășurarea primară a transformatorului T2 la o scară arbitrară este ilustrată în fig. 8.

Un rol important în dispozitiv este jucat de rezistorul R6. Elimină evacuarea impulsurilor din față și suprimă fenomenele de rezonanță. Din aceasta este convenabil să se ia un semnal pentru monitorizarea și controlul parametrilor impulsurilor și pauzelor între ele. Rezistența sa ar trebui să fie minim necesară pentru atingerea acestor obiective.







Trimiteți-le prietenilor: