Transistor UMZCH cu stabilitate termică dinamică crescută
Sursa principală de generare a căldurii în UMZCH este cascada de ieșire, iar atunci când se proiectează amplificatoare de putere de tranzistor, o atenție deosebită a fost întotdeauna acordată stabilizării sale termice. În anii 80-90, în SMM-urile de înaltă calitate (de exemplu, [1 ± 3]), cel mai comun circuit a fost stadiul de ieșire, simplificat în Fig. 1. Avantajele sale includ stabilitate termică satisfăcătoare (atunci când se pun tranzistoarele VT2, VT4, VT4 pe chiuveta comună), frecvența de limitare ridicată a factorului de transmisie, rezistența scăzută la ieșire. Cu toate acestea, decuplarea curentului pasiv al brațului, precum și instabilitatea dinamică a curentului în staționare a tranzistorilor de ieșire, datorită variațiilor temperaturii tranzitorii tranzitorii la schimbarea nivelului de semnal, contribuie la o creștere a distorsiunii de comutare. Aceste caracteristici agravează evaluarea subiectivă și fiabilitatea reproducerii sunetului.
Despre stabilizarea dinamică a regimului
Acum câțiva ani, E. Aleshin Khabarovsk inventator a propus o metodă de stabilizare a regimului de funcționare (Quiescent curent) stadiilor tranzistor [4,5], ceea ce a permis un ordin de a reduce instabilitatea termică dinamică, pentru a elimina cutoff curent într-o etapă de ieșire push-pull și de a face redistribuirea UMZCH a curentului în ea mai exacte ( ca într-un amplificator "paralel" [6]).
În Fig. 2 este o schemă simplificată a unui amplificator de curent CCA [2] (A1 - push-pull urmăritor), în cazul în care, spre deosebire de stadiul tehnicii, punctul de funcționare al etapei de ieșire este stabilizată prin nodul, propus E. Aleshin. Stabilizatorul de curent în staționare este realizat pe elementele VT3, VT4 și VD1, VD2. Atunci când curge prin curent prin tranzistori de putere VT5, VT6 și conectat în serie cu ele elemente neliniare - diode VD1, VD2 - la ultimele forme o cădere de tensiune, care atunci când deschiderea prag VT3 tranzistori, VT4 cauzele lor actual de bază și colector, în scădere tranzistori de curent de intrare VT5, VT6. Rezultatul este limitat prin curent prin tranzistori etapă de ieșire și, în consecință, curentul prin VD1 diode, VD2 - senzorii de curent.
Stabilitatea termică stabilă (pe termen lung) este realizată, ca în schema din Fig. 1, care asigură contactul termic al tranzistorilor VT3, VT4 cu diodele VD1, VD2. Stabilizarea dinamică se obține mult mai bine pe seama generării de căldură mai puțin pe diode decât pe tranzistoarele de mare putere, iar efectul este realizabil dacă cristalele acestor diode și tranzistoare sunt comparabile în volum.
Dacă există un semnal, o redistribuire netedă a curentului prin sarcină și între diodele VD1 și VD2 este obținută datorită caracteristicilor logaritmice ale curentului de tensiune ale diodelor. Iar curentul prin ele nu scade niciodată la zero, excluzând decuplarea curentului tranzistorilor de ieșire. Curentul prin brațul pasiv poate fi crescut semnificativ prin includerea unui rezistor între bazele tranzistorilor VT3, VT4 (adică paralel cu VD1, VD2). În acest caz, nici temperatura tranzistorilor puternici, nici scăderea tensiunii peste rezistorii (dacă există) în circuitele de bază și emițător ale acestor tranzistori nu afectează curentul în staționare și distribuția acestuia între brațe în prezența unui semnal.
Ar putea părea dificilă selectarea diodelor și a tranzistorilor comutate paralel de joncțiunea emițătorului pentru a asigura starea de stabilizare: σ și B = σ UVd. De fapt, este necesar doar să se găsească tipuri adecvate de instrumente, nu este necesară selectarea specimenelor. În plus, există o modalitate ușoară de a regla punctul de operare, după cum se arată mai jos în descrierea UMZCH propus.
Despre distorsiunile termice
Aici este necesar să vorbim puțin despre distorsiunile termice și metodele de eliminare a acestora în proiectarea amplificatoarelor tranzistorice.
Distorsiunile termice sunt modificări introduse într-un semnal când trece printr-un circuit electric sau o etapă de amplificare, cauzate de acțiunea termică a semnalului însuși (curent) asupra parametrilor termosensibili ai elementelor de amplificare. Un exemplu de distorsiune termică în circuitele pasive este comprimarea semnalelor în capete dinamice datorită încălzirii bobinelor vocale (în special la capete de mare putere, la temperaturi înalte).
Dispozitivele semiconductoare sub acțiunea curge o temperatură de creștere a cristalului de curent de semnal determină o modificare a principalilor parametri, cum ar fi, de exemplu, diode forward tensiune (-2.2 mV / K), baza de tensiune - tranzistori bipolari emițător (-21 mV / K) câștig curent static de tranzistoare bipolare (+ 0,5% / K) și altele.
Procesele termice au o natură inerțială, datorită capacității reale de căldură a cristalului și a corpului dispozitivului. Prin urmare, procesele electrotermale din tranzistori nu numai că duc la modificări ale valorilor instantanee ale parametrilor, dar și creează efectul "memoriei" în circuitele electrice și etapele de amplificare. Memoria termică în etapele de amplificare se manifestă ca parametri care variază în funcție de timp după acțiunea unui semnal puternic: deplasarea punctului de funcționare al cascadelor, modificarea coeficientului de transmisie (eroare multiplicativă ne-staționară); schimbarea componentei constante a semnalului (eroare aditivă nestatorată). Acesta din urmă este similar cu manifestarea absorbției dielectricului unui condensator în calea semnalului. Aceste procese produc distorsiuni liniare și neliniare ale semnalului, ceea ce agravează calitatea sunetului reprodus [7].
În special, trebuie menționat faptul că stabilizarea termică convențională nu este capabilă să îmbunătățească în mod semnificativ stabilitatea termică dinamică a cascadelor datorită unei constante de timp mult mai mari a proceselor termice din dispozitiv, comparativ cu constanta de timp a proceselor termice din interiorul dispozitivului semiconductor. Acest lucru este în parte adevărat chiar și pentru microcircuitele monolitice.
Este evident că pentru a elimina problemele asociate cu memoria termică a dispozitivelor semiconductoare este necesar să se utilizeze soluții de circuit care reduc fluctuațiile de temperatură ale cristalelor instrumentului sau influența acestora asupra parametrilor amplificatorului.
Astfel de decizii pot fi:
- funcționarea izotermică a unui dispozitiv semiconductor [8];
- modul de punct de cascadă termostabil pe tranzistor cu efect de câmp;
- acoperirea uneia sau mai multor etape de amplificare a OOS efectuată pe un alt element de amplificare (tranzistor) având variații mici de putere (și, prin urmare, temperatură) asupra acțiunii semnalului;
- corecție "înainte" [9];
- compensarea reciprocă a distorsiunilor termice ale cascadelor.
Descrierea schemei UMLC
Amplificatorul de putere este realizat conform circuitului de bază (Figura 3), care corespunde diagramei structurale prezentate.
Principalele caracteristici tehnice
Tensiunea nominală de intrare, V. 1
Rezistența nominală la sarcină, Ohm. 4; 8
Putere de ieșire cu rezistență de încărcare 4 Ohm, W. 50
Coeficientul armonic,%, la Pout = 40 W, RH = 4 Ohm,
nu mai mult de. 0,02
la Pout = 20 W, RH = 8 Ω,
nu mai mult de. 0,016
Nivelul de zgomot (cu filtrul IEC-A), dB. -101
La intrare LPF R1C2 este instalat pentru a reduce interferența RF la intrare. În același cu comutare de circuit de intrare elemente Limitator de tensiune R3, R4, C1, SH, VD1 -VD4 pentru protecția împotriva suprasarcinii etapelor de intrare ale amplificatorului. Semnalul de intrare de control al volumului (WP) este furnizat la LPF prin "paralel" repetorului VT1, VT2, VT4, VT5 (denumit [10] psevdodvuhtaktnym emițător urmaș). Rezistențe R5, R6 servesc pentru echilibrarea curent de intrare, adică. E. Pentru eliminarea unei componente constantă a curentului prin WG apar datorită diferențelor în coeficienții de intrare transmisie statice tranzistoare bipolare de curent și a crea o tensiune de polarizare de la intrare. Capacul C6 previne auto-excitarea stadiului de intrare la frecvențele radio.
Modul static repetor stabilizat de tensiune de alimentare stabilizatori parametrice R7VD5, R12VD6 și set de rezistoare R8-R11, R16, R17T8K, pentru a ușura diferența de capacitate termică între etapele tranzistori repetor trebuie să fie mici. Modul termic dinamic elementele definite R13, R14, R24, R25, cuplat la modul static este selectat pentru a minimiza fluctuațiile de putere în tranzistori repetor cu un semnal și diferența puterilor instantanee tranzistori VT1 și VT4 (VT2 și VT5), având astfel , diferența minimă de temperatură instantanee a cristalelor lor. Acest lucru se face pentru a se asigura că termice tranzistori fluctuațiile de tensiune BET ale primei și a doua etapă au fost scăzute și tensiunea semnalului la ieșirea repetorului și, în consecință, ieșirea amplificatorului la un grad minim a fost expus la o denaturare termică, interpretat ca „memorie de semnal de tensiune“ (nestaționară eroare aditiv) .
tensiunea de ieșire de la amplificator prin R26R16 și R27R17 ieșire compas merge „în paralel“ repetitor - iradiere VT4, VT5, schimbarea curentului prin ele, adică eroarea generată curent proporțional cu amplificator de deflexie tensiunea de ieșire împărțită la UMZCH câștig, de intrare ... Antifază curent eroare prin repetorul curent VT3 (VT6) furnizat amplificator de curent VT13 (VT14). Producția sa este încărcat de rezistoare R 39, R40 și impedanța de intrare ieșirea repetorului VT15, VT16, care este o tensiune (Vol. E. O conversie impedanță în cascadă) și alimentat printr-un amplificator de ieșire în sarcină (vorbitor). Rezistor R41 determină curentul de repaus al amplificatorului de eroare curent (VT13, VT14) și alese astfel încât să se excludă pasiv de închidere umăr această etapă din cauza curentului care curge prin R39, R40. Acesta din urmă schimbă frecvența primului pol în bucla generală OOS.
Corecția de frecvență în buclă OO este efectuată de către condensatorii СЮ, С11, inclusi între stadiul de conversie a impedanței și ieșirea urmăritorului "paralel". Această includere îmbunătățește răspunsul tranzitoriu al amplificatorului atunci când acesta este încărcat pe o sarcină cu impedanță redusă, adică pe un AS [2]. Corecția pentru avansul de fază se realizează prin lanțurile R28C7 și R29C8. Rezistorul de tăiere R15 servește la eliminarea prejudecăților la ieșirea UMZCH prin curent continuu.
Curentul emițătorilor stației de ieșire curge prin senzorii curenți - diodele VD11-VD14. Tensiunea de diode, care conține informații despre valoarea instantanee a curentului prin faza de ieșire, printr-un separator R42R36R37R43 alimentat la un amplificator diferențial VT11, VT12, și le transformă în curent. Din colectorii VT11, VT12 curentul prin oglinda curentă VT7, VT9 (VT8, VT10) intră pe intrarea amplificatorului curent al erorii, reducându-și curentul de intrare. Deoarece ambii umeri ai schimbării curente în faza (față de curentul de eroare cu „paralelă“ repetoare), aceasta duce la o schimbare de curent prin intermediul amplificatorului de eroare, și, prin urmare, stadiul de ieșire, dar nu se schimba tensiunea de ieșire. Astfel, curentul staționar al stadiului de ieșire este stabilizat. Circuitul R38C13 previne excitația parametrică a nodului de stabilizare și, împreună cu R42, R43 efectuează corecția de frecvență în buclă OOS.
Conectarea nodului de stabilizare diferă oarecum de circuitul din Fig. 2, dar acest lucru nu este important, iar amplificatoarele de diferite structuri pot fi implementate în moduri diferite. În acest caz, cu toate acestea, este necesar să se țină seama de faptul că dinamica tranzistori oscilațiilor OS pentru stabilizare a temperaturii (VT3, VT4 în Fig. 2 și VT11, VT12 în fig. 3), de asemenea, afecta termostabilitatea punctul de funcționare al etapei de ieșire, dar prejudecată-l în direcția opusă față diode - senzori de curent.
Diode VD7-VD10 - protecție, acestea împiedică deschiderea DUS Quiescent tranzitorie stabilizare curent (de exemplu, atunci când puterea de valuri sau puternic), care trece cu un PIC cu creșterea necontrolată a prin curenți etapa de ieșire. DiodYu9 (VD10) creează, de asemenea, o scădere suplimentară de tensiune pe curent tranzistor oglindă VT7 (VT8), aducând-o la o porțiune liniară a caracteristicii.
Design și detalii
Rezistente constante - metal-loplenochnye, tundere - multi-turn. Rezistențe R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - cu o toleranță de ± 1%; ele pot fi luate din cele convenționale cu o toleranță de ± 5% sau cu o precizie mai apropiată de valorile specificate din seria E96. Rezistențele permanente rămase au o toleranță de ± 5%.
condensatori de oxid de C14, C15 - impedanță joasă (low ESR), utilizat în alimentarea cu energie electrică de comutare; nepolar cu tensiunea nominală specificată - film. Condensatori C2, C10, C11 dorit să se folosească un dielectric de polistiren sau polipropilenă, altele - tensiunea de ceramică de 25 sau 50 cu un X7R dielectric (sau grupuri NPO, COG C6 la C8).
diode Zener VD5, VD6 - precizie, ei au o toleranță de ± 1%, este de asemenea posibilă utilizarea altor cu o toleranță de ± 2% (de exemplu, BZX55B) sau selectați dintr-un număr de ± 5% (BZX55C). Diode VD7-VD10 - ultrarapide (ultrarapid) la un curent mediu de 1 A cu o tensiune directă de 0,6. 0,7 V la un curent de 0,1 A. Diodele de stadiul de ieșire poate fi orice diode puternice sau ultrarapide Schottky de pe un curent medie de cel puțin 10 A. orice combinație de tipuri de permise și numărul de diode în brațul; este important doar ca scăderea totală a tensiunii la un anumit curent de repaus care trece prin ele să fie în limita a 0,7. 0,9 V. De exemplu, VD12 (VD13) diode pot fi înlocuite cu două sau MBR1045 MBR1035, conectate în serie. Este preferabil să se utilizeze diode în curent la 20 A sau mai mult, ca având un volum mai mare de cristal, și, prin urmare, capabile să asigure o termostabilitate dinamic confortabil.
Tranzistoare VS550S, VS560S în „paralel“ repetor poate fi înlocuit cu VS550V, VS560V sau VS549, VS559 cu subscript alfabetic C sau B, precum și la alte poziții pe VS547, VS557 și VS546, VS556 cu subscript alfabetic C sau V. Tranzistoarele VT11, VT12 - consum redus de energie de înaltă joasă capacitate joncțiune, un admisibil curent constant colector de cel puțin 0,1 o și tensiunea colector-emitor nu este mai mică de 60 V. Suit de asemenea, 2SA1540, 2SC3955 sau VS546, VS556 cu orice indice literă, în acest ultim caz, ansamblul de stabilizare marja de stabilitate ușor scădere. Tranzistorii VT13, VT14 - putere medie ridicată, cu un colector de curent admisibil constant nu este mai mică de 1 A și tensiunea colector-emitor nu este mai mică de 60; este utilizat, de preferință, cu un produs cu valoare mare tranzistori h2ia-ieșire poate fi 2SA1302, 2SC3281, este de dorit să grupa G (cu un parametru de valoare mare h213). perechi complementare de tranzistori de toate etapele este de dorit pentru a selecta valoarea cea mai apropiată la h213. utilizarea Tranzistori „paralel“ repetor mai bine de aceeași parte, același lucru se aplică tranzistori de oglinzi de curent.
La selectarea elementelor radio, se pot respecta recomandările din [3] (nr. 1, p. 18-20).
Puterea UWCD poate fi nestabilizată. Instalarea sârmei comune și alimentarea cu energie electrică se realizează în conformitate cu reguli bine cunoscute. Observăm doar că elementele C1-C5, R2, VD3-VD6 și ecranul cablului care leagă intrarea amplificatorului la controlul de volum sunt atribuite "terenului" local de intrare.
Trimiteți-le prietenilor: