O variantă posibilă a unui amplificator de înaltă calitate este prezentată în Fig. 3.3.
Amplificatorul diferențial de intrare este realizat pe tranzistoare cu dirijare directă cu zgomot redus, cu o frecvență de cutoff suficient de mică (1. 4 kHz). DK tranzistorii curent Quiescent de aproximativ 50 mA este selectat ca un compromis între reducerea zgomotului și tranzistori minim transconductanță. semnal Symmetrical Sh din etapa diferențială de intrare reduce distorsiunea în caz de suprasarcină, este benefică pentru reducerea CC zgomot (aproximativ 6 dB) și crește câștigul amplificatorului (și 6 dB), care, la rândul său, contribuie la devierea răspunsului de frecvență minimă RIAA.
Câștigul la 1 kHz, dB. 40
Coeficientul distorsiunii neliniare,%:
la o frecvență de 1 kHz la UBOH = 1 V. 0,002
la o frecvență de 1 kHz la UBIC = 10 V. 0.007
la o frecvență de 10 kHz cu UBIC = 10 V. 0.01
Abaterea răspunsului de frecvență de la RIAA-78 (20 Hz, 20 kHz), dB, nu mai mult. ± 0,2
Raportul semnal-zgomot, dB. 73
O versiune mai perfectă a amplificatorului este prezentată în Fig. 3.4 [26].
O caracteristică distinctivă a MC din cele mai cunoscute scheme este absența condensatoarelor electrolitice, atât la intrarea CC, cât și în circuitul OOC, care sunt sursa nu numai a zgomotului, ci și a tuturor tipurilor de distorsiuni. Acest lucru se realizează cu ajutorul unui integrator pe un tranzistor VT11, care asigură un OOC profund pentru curentul direct, precum și o constantă de timp # 794; 4 = 7950 μs în conformitate cu RIAA-78. Utilizarea unui integrator minimizează distorsiunile dinamice.
Prima cascadă a amplificatorului este diferențială. Intrarea semnalului difascadei se face printr-un circuit cascode. Pentru tranzistorul VT2, tranzistorul VT1 este un follower sursă, astfel încât tensiunea alternantă pe colectorul VT2 repetă tensiunea la baza sa. Astfel, tranzistorul VT2 funcționează cu puterea de urmărire, care elimină efectul Miller. Recepția semnalului simetric este prevăzută cu o oglindă de curent cascode pe tranzistoarele VT3. VT6, de asemenea, cu putere de urmărire, deoarece datorită schemei de deplasare a tranzistorului VT6, tensiunea alternantă pe colectorul VT3 repetă tensiunea din baza sa. Datorită încărcării dinamice, câștigul cascadei nu este mai mic de 70 dB. Utilizarea cascadelor cascode reduce efectul Erley aproape complet la zero - dependența curentului colector și, în consecință, câștigul în cascadă, asupra tensiunii emițător-colector și mărește liniaritatea amplificatorului.
Pentru a se potrivi cu rezistența de ieșire ridicată a primei etape și pentru a realiza factorul de amplificare, pe tranzistorul VT8 se folosește un follower de emițător. Utilizarea unui follower de emițător are un efect favorabil asupra scăderii capacității dinamice de intrare (efectul Miller) al celei de-a doua etape de amplificare. Sarcina stadiului de ieșire pe tranzistor VT9 este generatorul de curent pe tranzistor VT10.
Datorită capacității mici de intrare (în principal datorită reducerii capacității dinamice de intrare), rezonanța circuitului este mutată în regiunea ultrasonică și nu se manifestă în intervalul de frecvență de funcționare. Corecție în regiunea de înaltă frecvență - aperiodică, cu ajutorul lui R10, C3 cu o constantă de timp # 964; 5, în concordanță cu # 964; BX
De unde pentru capul GZM-008 "Corvette" rezistența rezistorului R10 este egală cu:
unde RBX este impedanța de intrare absolută a amplificatorului. Caracteristicile tehnice ale CC sunt prezentate în tabelul. 3.3.
Design și detalii
Corectorul de amplificator este montat pe un PCB cu dimensiuni de 80x90 mm (Figura 3.5). Desenul de asamblare este prezentat în Fig. 3.6. Rezistoarele sunt utilizate de tip C2-23. Condensatoarele C1, C2 de tip K22-5, restul de tip K73-17 cu selecție pe capacitate. Tranzistori VT2, VT7 și VT3. VT6 sunt potrivite în perechi cu o răspândire de ± 20%. Pentru a reduce interferențele, amplificatorul este plasat într-un ecran din fier galvanizat.
Amplificarea amplificatorului este redusă la instalarea pe colectorul tensiunii tranzistorului VT9 aproape de zero cu ajutorul unui rezistor de tundere R18. O versiune modificată a amplificatorului cu corecție pasivă și fără OOC comun, dezvoltată de A. Nikitin, este prezentată în Fig. 3.7. Încărcați prima VT2 amplificator cascode, VT4 este contor de încărcare dinamică pe tranzistori VT1, VT3, care oferă o etapă câștig de înaltă tensiune (până la 70dB). Astfel de soluții de circuite au fost populare în anii 1970 (vezi, de exemplu, articolul lui Nosov în Radio, 1967, nr. 12, pag. 30). Circuitele de corecție sunt conectate în paralel cu sarcina și sunt realizate pe rezistența R3 și condensatoarele C3, C4. Ieșirea amplificatorului include un dispozitiv de urmărire emițător tampon pe tranzistorul VT5 cu un generator de curent în circuitul emițătorului de pe tranzistorul VT6. Cascadele sunt acoperite de DC locale. Absența circuitelor de tensiune OOC afectează în mod favorabil reducerea tuturor tipurilor de distorsiuni dinamice.
Coeficientul distorsiunii neliniare,%, nu mai mult de
la o frecvență de 1 kHz cu un iVIC de 0,5 V. 0.01
Abaterea răspunsului de frecvență de la BIAA-78 (30 Hz, 300 kHz), dB, nu mai mult. ± 0,5
Rezistența minimă la sarcină, kOhm, nu mai puțin de. 10
Suporterii amplificatoarelor care utilizează amplificatoare operaționale (OS) sunt oferite MC cu corecție combinată (Figura 3.8). Prima etapă amplificator DA2 este acoperit pe două bucle de tensiune OOC: bandă largă prin divizor R4, R3, și pe infra-joase frecvențe și cu curent continuu printr-un integrator pentru DA1. Frecvența de oprire a integratorului:
La ieșirea cascadei este inclus un filtru trece-jos de ordinul întâi, cu o frecvență de cutoff de 2122 Hz (# 964; = 75 μs).
Pe DA3, un amplificator de corecție cu constante de timp # 964; 2 (R9, C7), (R10, C7) și (R7, C4).
Utilizarea corecției pasive în regiunea HF a făcut posibilă obținerea unor caracteristici dinamice bune, iar aplicarea în calea de amplificare a celor două amperi op ar reduce la minimum deviațiile caracteristicilor de frecvență amplitudine în întregul domeniu de sunet. Răspunsul de frecvență și PFC ale corectorului sunt prezentate în Fig. 3.9. Din motive de simplitate, elementele DA1, C2 și R5 pot fi eliminate prin conectarea terminalului superior al rezistorului R2 la carcasă. Corectorul poate fi de asemenea utilizat pentru o preluare cu o bobină în mișcare. Pentru aceasta, asigurați un comutator cu un rezistor 400. 600 ohmi pentru manevrarea circuitului C4, R7.
Coeficientul distorsiunii neliniare,%, nu mai mult.
la o frecvență de 10 kHz, cu иВЫХ = 3,5 V. 0,003
Abaterea răspunsului de frecvență de la RIAA-78 (20 Hz, 20 kHz), dB, nu mai mult. ± 0,1
Suporterii circuitelor cu lămpi sunt oferite CC, schema din care este prezentată în Fig. 3.10. Versiunea stereofonică a amplificatorului este realizată pe trei lămpi 6 # 919; 2 # 928; (al doilea canal este realizat pe lampa V2 și pe a doua jumătate a lămpii V3). Circuitele luminii, în scopul reducerii zgomotului, sunt alimentate de o tensiune rectificată de 5.7. 6 V. Firuri de suită incandescente și închise într-o panglică de scut. Circuitele de rețea ale etapelor de intrare sunt, de asemenea, ecranate. Punctul de legare la pământ este selectat (unul pe magistrală comună la sol) pentru a minimiza fundalul. Parametrii mai mari pot fi obținuți prin utilizarea nuovistoarelor de tip 6C62H.
Câștigul la 1 kHz, dB. 40
Coeficient de distorsiune neliniară
la o frecvență de 1 kHz,%, nu mai mult de. 0.1
Raportul dintre S / N, dB și cel puțin. 75
Capacitate de suprasarcină, dB, nu mai puțin de. 50
Dispozitivele MC cu bobină în mișcare necesită preamplificatoare cu zgomot redus. O posibilă variantă a unui preamplificator simplu în două trepte, ambele cascade fiind realizate în conformitate cu schema cu un OE, este prezentată în Fig. 3.11. Pentru a reduce zgomotul, stadiul de intrare al amplificatorului este realizat pe trei tranzistoare pereche cu zgomot redus. Stabilizarea Temperatura primei etape este prevăzut cu trei moduri lanțuri OOC DC: OOC locală prin rezistența R6, OOC VT4 de emițător prin divizorul R1, R2, OOC prin divizor R5, R6. A doua etapă este, de asemenea, acoperită de curentul local OOC cu ajutorul rezistenței R4. Câștigul de tensiune este determinat de raportul dintre rezistoarele R5 / R6 și este egal cu 50.
O versiune mai sofisticată a preamplificatorului, dezvoltată de Douglas Self, este prezentată în Fig. 3.12. Utilizarea unui integrator pentru a stabiliza punctul de operare a făcut posibilă eliminarea condensatoarelor electrolitice de mare capacitate în circuitul emițătorului tranzistorilor de intrare și utilizarea unui rezistor cu rezistență scăzută în circuitul emițătorului a asigurat un nivel scăzut de zgomot.
Câștigul la 1 kHz, dB. 34
Coeficient de distorsiune neliniară
la o frecvență de 1 kHz la UBOH = 7 V,%, nu mai mult de. 0,002
Zgomot de intrare echivalent, dB. -139,5 (0,08 pV)
Pentru comparație, zgomotul de intrare echivalent al cipului K157UD2 este de 1,6 μV.
Susținătorilor OS li se oferă un simplu CC pentru capete cu un magnet în mișcare (Figura 3.13). Ca amplificator, este utilizat un UU cu zgomot ultra-scăzut de tipul K140UD26 (K140UD25). Din op-ampul străin, puteți utiliza OP27, OP37. Datorită câștigului ridicat al op-amp fără OOC la frecvențe joase (aproximativ 120 dB), a fost posibilă combinarea funcțiilor preamplificatorului și amplificatorului-corector. Câștigul la 1 kHz este:
Constanta de timp # 4, formează lanțul R5, C4.
Trimiteți-le prietenilor: